摘要：分析了大功率整流模块中并联开关管的静态和动态工作特性，指出并讨论了设计中需要解决的一些问题。给出了容量为230V/25A、开关频率为70kHz的电力充电模块中并联的IGBT的电流波形。

关键词：开关管并联；大功率；整流模块

中图分类号：TN86；TM461.5 文献标识码：A 文章编号：1003-353X(2005)01-0069-03

1 引言

整流模块小型化的途径之一是采用软开关技术，提高开关管开关频率。大功率整流模块工作频率的提高主要受限于功率开关管。大容量IGBT模块的硬开关频率通常在20～30kHz，在同等条件的软开关工作状态下其开关频率仅能提高至40kHz。虽然应用功率模块可以减少电路中的寄生感容，电路简单，但带来热点集中。应用分立器件并联，总的导通损耗小于功率模块，且热点均匀分布，成本比应用功率模块要低得多。驱动电路、PCB设计、并联功率管间的热耦合对并联功率管的工作状态影响很大 [1~3]。230V/25A电力整流模块采用文献[4]提出的移相全桥零电压零电流技术，超前臂采用4只 MOSFET并联，滞后臂采用3只IGBT并联。以此为基础，对IGBT和MOSFET并联的一些问题作了分析，提出了解决办法。

2 静态工作特性

在变换器的零状态，所有并联开关管处于关断 状态，仅有的差别是漏电流不同，对并联开关管的并联工作特性没有影响。并联开关管在开通状态下的均流状态取决于以下几个方面：

● 并联MOSFET 的通态电阻RDS(on)不同；

● 并联IGBT的导通压降VCE(on)不同；

● 并联MOSFET或IGBT结环境热阻ＲthC-A 不同，功率管之间热耦合不紧密。

MOSFET通态电阻的正温度系数特性显著，因此在静态开通状态下更易于并联。

对于IGBT，从图1的IC -VCE(on)曲线可以看到，电流小于25A时，IGBT的导通压降VCE(on)表现为负温度系数，大于25A时，VCE(on)表现为正温度系数。IGBT可以并联的机理有二：一是随电流IC的增大和结温的升高，温度系数向“正”方向变化；二是导通特性好一些的IGBT个体，其VCE(on) 的负温度系数绝对值小于通态特性差一些的IGBT个体 [2]。

基于以上两个原因，通过建立IGBT个体间紧密的热耦合，使得IGBT的可靠并联成为可能。IGBT并联工作时，其导通压降 VCE(on)被迫一致，该个体导通功耗大，结温快速增长。紧密热耦合条件下，该高结温个体升高了所有并联的IGBT结温。分担较多电流的IGBT个体的 VCE (on)温度系数随结温升高向“正”方向变化，同时，分担较小电流的IGBT个体的VCE(on)随结温升高下降得快。在紧密热耦合条件下，随结温的升高，最终所有并联IGBT分担的电流趋于一致。

紧密的热耦合是导通压降呈负温度系数器件并联工作的首要条件。建立器件间紧密热耦合的目标是使器件结温差别最小。这里采用的措施包括：所有并联IGBT安装于同一散热器，尽量选用热阻小的导热绝缘材料，使IGBT结间的热阻最小化，使 IGBT结至环境间的热阻相同，使并联的IGBT分布于散热器的相近热梯度内。

3 动态工作特性

并联的IGBT或MOSFET开关瞬态只是整个工作周期的很小一部分，但在开关瞬态并联个体之间分流不均会增大个体之间结温的差别，并联开关管在开通状态下的均流状态取决于以下几个方面：

①并联的开关管之间参数的差异，包括开通阈值Vth、输入电容CGD和CGS、开通延迟tD（on）和关断延迟tD（off）、上升时间tr和下降时间tf ；

②驱动电压源的低内阻和驱动的差异，包括驱动电压、驱动信号的同步性、驱动信号线PCB设计不对称；

③功率回路PCB设计不对称；

④功率管之间热耦合不紧密。

MOSFET或IGBT的开通阈值Vth在2～4V或3～6V之间，具有很强的负温度系数。查阅各大公司 TO-247封装功率管的参数，可以看到关断延迟t D（off）和下降时间tf存在个体差异的同时，也呈现明显的负温度系数。IGBT的拖尾电流受结温影响尤其严重，拖尾电流的幅值与拖尾时间均呈正温度特性，如图2所示[3]。为保证功率管之间动态均流的效果，紧密的热耦合是必要的。

并联的功率管参数存在差异。有着最小开通阈值Vth、开通延迟tD(on) 和上升时间tr的功率管在开通瞬态分担较多的电流，而有着最大开通阈值Vth、关断延迟tD(off）和下降时间tf的功率管在关断瞬态分担较多的电流。为了减小这些参数的微小差异，需要驱动源阻抗低，驱动速度快。功率管关断时，DS/CE极之间的高dv/dt给电容CGD/CGC充电，充电电流从漏/集电极流向栅极。并联的管子越多，总的CGD电容越大，流向驱动源的电流越大。为了避免功率管的二次开通，避免功率回路的噪声过多地耦合，必须保证驱动电压源的低内阻。

图3中Lc是集电极寄生感抗； Le是发射极寄生感抗。Lc对并联工作影响较小，只是在IGBT关断时使各管子集电极电压尖峰和振荡不同，在IGBT 耐压余量小的情况下应注意。Le对功率管的动态均流影响最大，功率管开通和关断时的驱动脉冲电流在Le上感应出反电动势。关断时，该反电动势减缓了驱动电压VGS下降，使关断变缓，由最大Le的管子分担了关断瞬间的较多电流；开通时，该反电动势减缓了驱动电压VGS上升，开通变缓，由最小 Le的管子分担了开通瞬间的较多电流。通过对功率回路和驱动回路PCB的对称设计，可获得相同的寄生感抗。功率回路PCB使用宽面积印制线，可使寄生感抗最小。驱动电路的负端直接与各功率管发射极以宽印制线相连，使发射极寄生感抗最小。

4 功率管并联的冗余

应用多只功率管并联有技术上的风险。往往一只功率管损坏后，其他的管子也会因过流、DS/CE极之间的高d v/dt或者栅极过压一齐损坏。功率管的开关速度、热损耗的差别使其分担的电流不可能完全一致，并联的任务是使每只功率管的结温小于极限值并工作在安全工作区内。除采取相关措施外，并联的功率管必须降额使用。为提高可靠性，并联管子的数量越多，降额越大，使冗余量加大。三只管子以上并联时，每只管子应降额25%以上。

如果受空间限制，不允许有过多的功率管并联，则需要按开通阈值Vth筛选功率管，使配组使用的管子Vth差别在10%以内。这样功率管的电流降额幅度可适当减小。

5 实验结果

实验电路原理见图4。

移相全桥ZVZCS电路中的超前臂开关管Q1， Q3分别采用四只Fairchild公司MOSFET（FQA13N80）并联，滞后臂开关管Q2，Q4分别采用三只IR公司IGBT（IRG4PF50W）并联。

图5为主变压器原边电流的实测波形。电流波形的前沿尖峰是由于主变压器副边整流管在换流结束后的反恢复特性引起的。通过遵循第2，3节中提到的一些保证均流措施，并联功率管的均流度可以保持在±10%范围内。