引言
开关电源是近几年电源市场的焦点之一，它最大的优点是大幅度缩小变压器的体积和重量，这样就缩小了整个系统的体积和重量。一般说来，开关电源的重量是线性电源的1/4，相应的体积大概是线性电源的1/3。所以开关电源对低档的线性电源，尤其是20W以下的线性电源构成了威胁，大有取而代之之势。但是传统的开关电源除了PWM 和功率MOSFET之外还包括50个左右的分立元件，这不但增加了成本、体积，而且还使可靠性受到了影响。这主要是生产工艺上的原因，开关电源在集成化上一直没有突破。
近几年，随着生产工艺技术的成熟，已经能将低压控制单元和高压大功率管集成到同一块芯片之中。TI、ON Semiconductor、Power、 Integrations等公司都已经有类似的产品，而国内则几乎是一片空白。由于开关电源在体积、重量、效率以及可靠性上的优势，它的研究和发展速度是惊人的。其主要应用领域有：①邮电通信：作程控交换机、移动通信基站电源；②计算机：作为各种PC机、服务器、工业控制机的开关电源；③家用电子产品：目前使用开关电源的家用电子产品有电视机、影碟机等；④其他行业：如电力、航天、军事等领域。
根据工艺的发展和市场的需要，将核心部分功率MOSFET和低压PWM控制器集成在一块芯片中。同时，还具有过热保护、过压保护、欠压锁定、自动重启动、过流保护等功能。这种新型的开关电源集成电路给电源系统带来了很多优势。该芯片交流输入可直接从电网接入，应用功耗低，成本低，体积小，同时还提高了系统的稳定性，降低了成本，使电子工程师的设计更加简单。该芯片可用于驱动一个单端接地电源系统，如接一个振荡回扫的二次线圈变压器后输出一直流电压。
2 工作原理
此开关电源为一中频集成模块，设计频率为 100kHz，最大占空比为70％，它包括一个恒频脉宽调制器和一个高集成度电源开关电路，其结构如图1所示。这个组合开关的高压侧可对从85~265V的交流电压进行连续控制，可以应用于多数常规电源系统。
通过一个光电耦合管，将负载变化情况反馈到芯片内部，反馈信号在2.7k的电阻上产生电压降，经过7kHz的低通滤波器，把高频开关噪音滤掉，以直流电压形式输入到PWM模块进行调节，产生占空比随反馈信号变化的脉冲波，通过驱动电路驱动功率MOSFET，从而实现了PWM的调节。除此之外，功率MOSFET的源极接一电阻，来实现每周期的限流保护。
正常情况下，1/8分频器输出信号使得功率 MOSFET导通，若故障发生，它的输出信号使得功率MOSFET关断，并且它自身开始计数，第1 个周期，功率MOSFET导通。若没有排除，以此规律循环下去；若故障排除，则进入正常工作状态。该IC外接变压器，实现AC-DC功能后，不同规格的变压器可获得不同的直流电压。
3 内部功能模块介绍
3.1 振荡器电路
如图2所示，该振荡器利用两个比较器轮流导通，对电容进行充放电，获得了在电压在2.7~4.1V震荡的锯齿波。其设计频率为100kHz，占空比为 70%。对电容充放电时，利用MOS管饱和区工作电流恒定的原理，实现恒流充放电。其等效简化电路模型如图3所示。充电时，开关S合到3端，可得
DQ=DU×C (1)
且DU=4.1-2.7=1.4v (3)
式中，C = 40pF, IP=18.6mA，可以计算出T P=3ms。 放电时，开关S打到8端，可得
式中，IN=8mA，可以计算出 TN =7ms。
T=Tp+T N=10ms (5)
占空比的设计也是需要考虑的，当占空比提高后，整个IC及外接电路构成的电源效率都会提高。
但是又不能无限的提高，使之接近100％，这主要是变压器磁通的建立和恢复是有时间限制的。同时，长时间的导通，功率MOSFET容易烧坏。
3.2 偏置电路
该电路采用三管能隙基准电源，如图4所示。 T2的发射极电压如式(6)所示。由公式可知，利用等效热电压 Vt的正温度系数和Vbe 的负温度系数相互补偿，可使输出基准电压的温度系数接近为零 （由于T6和T2的Vbe相同，所以输出电压 Vref和T2发射极电压相同）。
3.3 PWM调制电路
由光耦管耦合过来的反应负载变化情况的信号首先经过一个7kHz的低通滤波器，然后送到PWM比较器和振荡器产生的锯齿波进行比较，从而实现脉宽调制。该低通滤波器的频率响应为
可作为设计参数使用。
3.4 过压保护，欠压锁定电路
设计的内部电路工作电压环境为7.5~8.6V，该电路如图5所示，由比较器C1，C2和电阻R1 、R2、R3、R 4组成。由于迟滞比较器的作用，当Vcc 处于7.5~8.6V时，IC正常运行。当Vcc >8.6V时，C1输出高电平，直接使放电NMOS管导通，进行放电。该NMOS管设计得比较大，这样可以迅速地放电，使IC及时地回到安全状态。若该 Vcc故障仍然存在，将用八分频计数器来计数。这个八分频计数器使得功率MOSFET关闭，电容将在8个连续周期内反复充放电，8个周期后，若故障排除，整个IC进入正常工作状态，功率MOSFET开通。这种设计可大大减少功率MOSFET的耗散功率。当内部工作电压Vcc<7.5V时，C1输出一低电平，关闭驱动，同时驱动高压启动电路，对外接10μF电容进行充电。同时，该低电平也送入计数器计数，这样便实现了自启动功能。一般说来Vcc <7.5V，是由负载短路或过载引起电源变压器的附加线圈输出电压失落，没有足够的电压对芯片供电所致。
3.5 热关断电路
热关断电路如图6所示。正常情况下T ＝25℃，Vz＝6.3V，V BE1＝0.75V，VBEH=0.65V，此时
VH = R3 ( Vz -VBE1) / (R2+R3)=0.43V< VBEH
故Q1不导通，从而Vout 为高电平。
故障状态，稳压管的温度系数为正，而晶体管的VBE 为负温度系数。设计的温度保护能力(当T＝150℃)为
同样计算可得VH(150℃)＝0.46V，这样Q 2 导通，Vout为低电平。此信号直接关断功率MOSFET。同时这个脉冲信号也输入到1/8分频器，做计数用。
3.6 高压启动电路
高压启动电路如图7所示，当IC上电后，整个IC处于建立工作环境的状态。VDMOS的栅极为高电平，则该管导通，Out端有充电电流。当 Vcc达到8.6V时，过压保护电路送来信号 Vstart为一低电平，使得P2导通，这样VDMOS截止。另外 R1的作用是充电电流过大时，使P1、Q1导通，使 VDMOS截止，起到保护作用。此充电电流能力设计值为3mA，超过该值，VDMOS就会截至。根据计算，整个IC建立工作环境所需的时间为40ms，与实际仿真结果相符。
3.7 驱动电路
设计驱动电路的目的是为了去除驱动信号的毛刺和对功率MOSFET的栅极起保护作用（图8）。正常时，N1、N2、N3都处于截止状态。当电路内部电源电压Vcc由低电平突然变为高电平时，电容C两端电压不能突变，这样N1导通，使输出为0。另外当IC突然上电时，由于功率MOSFET的栅漏电容的存在，使栅极的电压为高电平，但是由于设计中加了电阻 R和N3的存在，对栅极构成旁路，起到保护作用。最后就是如果IC突然断电时，则功率管漏极没有大电流供给。如果此时驱动为高电平，则可以从 R上卸流，最终使低电平变低。总之，N1、N2、N3对功率MOSFET 的栅极起保护作用。
3.8 前沿消隐电路
前沿消隐电路如图9所示。正常时，A点电压较低，2管导通，则C2输出为高电平；故障时，也就是功率MOSFET的电流过大时，A点电位升高，使得2管关闭，这样C2输出为低电平，出现故障脉冲。值得一提的是，2管的栅极输入信号和它的源极输入信号不是同步的，这样设计的好处是可以避免短暂时间内电流过大的情况。若电流一直很大，则可以发挥前沿消隐作用。这两个信号的延时大小由几级反相器和电容构成，其中以电容的贡献最大，其设计延时时间为200ns。
4 仿真结果
仿真过程中，着重对正常运行、过压、欠压、过流、过载等情况做了分析。图10中模拟了负载变化时功率MOSFET输出的变化情况。最下面一条波形为负载情况经过光耦合和低通滤波器后的电压，中间一条波形为IC内部电压 Vcc信号，最上面一条波形为功率MOSFET栅极上的驱动电压信号。可以看出，由于充电，Vcc不断增加达到8.6V时便不再增加（过压保护电路起作用），IC开始工作。当负载逐渐变小时，引起反馈电压升高，使得反馈到IC的信号增大，其功率MOSFET栅极的驱动电压的占空比减少，最终为0。
图11中模拟了IC内部电压发生异常时的情况。最下面一条波形为功率MOSFET的栅极驱动电压，中间一条波形为自动重启动电路的工作信号（Vstart），最上面一条波形为IC内部电压 Vcc信号。可以看出，当Vcc 上升到8.5V时，自动重启动电路关闭，同时计数器开始计数，这时功率MOSFET 还处于工作状态。当Vcc 降低到7.5V时，自动重启动电路开始工作，对外接10μF电容进行充电。这样反复进行8次，在第九个周期时，功率MOSFET再次工作，符合最初的设计要求。
5 结论
本文设计了一种适用于便携式设备的功率开关电源的IC，通过对其功能及特性的分析，设计了各个子模块的电路，并对其进行了模拟仿真。结果表明，负荷调节灵敏、精确，各种保护电路动作及时可靠。