超声成像系统通常使用一个大规模的ADC(模数转换器) 系统。这些系统不仅需要精密的通道间匹配，而且还需要准确设计ADC的供电电压基准系统，以保持足够的动态特性。

问题的由来

 

　　超声成像系统通常使用一个大规模的ADC(模数转换器) 系统，这些ADC的基准电压系统通常是为大规模的模数转换器组提供既精密又是低噪声的基准电压。为进一步保证精确性和稳定性，应该对ADC基准电压系统的输入进行缓冲，从而最大限度降低基准电压系统的负载效应。为满足这些要求，必须将高速ADC设计成既带有内部精密基准电压源亦可使用外部精密基准电压源的模数转换器。为说明这一点，不妨举如下实例:在医疗超声成像系统中通常要在其接收器的波束成形　　电路中使用大量的ADC(模数转换器)，而通常以16个、24个、32个等为一组。要得到最高的波束精度，就必须最大限度减小波束成形通道的误差。而导致误差的主要来源归结为噪声和施加到每个独立ADC的实际基准电压.当然，还包括连接到基准电压源的分布式负载等其它误差来源.然而在一个特定的系统中，连接到基准电压源的负载，却只是许多独立的阻性和容性负载。

 

当今，有多种设计方案可为这种大规模的ADC阵列提供基准电压， 值此介绍以下3种：

 

　　* 独立的片上基准。这种方式可为每个ADC提供了非常方便的基准电压连接，但模数转换器之间的配度较较差。

 

　　* 一个单一的外部基准电压能给ADC大规模阵列中的每一个（组），提供的基准电压输入。这种结构允许用户设计一个随意精确度的外部基准，但却存在由于阶梯电阻中的微小变化所产生的误差(这里每个ADC内置只有 —·个阶梯)。

 

　　* 一个外部基准直接驱动ADC的基准电压阶梯抽头。这种方式由于直接控制供给每个ADC阶梯的基准电压，因而具有最高的增益精度。 但需要驱动较低的阶梯电阻时，则很多ADC不允许接人到内部偏置点。

 

ADC基准电压设计思想

 

　　要确定ADC基准电压的设计思想首先要了介关于ADC精确度方面的问题在许多应用中，增益和噪声电平是影响ADC精度的主要因素。

 

　　众所周知，ADC的增益是可用传输函数的斜率来表示，该斜率表示模拟输入时与所相对应的数字输出之间的关系。目前，一种评估增益的方法是测量满量程(FS)输入范围，而它直接受基准电压的控制。对于医疗超声成像系统来说，ADC满量程输入范围的变化会导致波束成形误差，该误差它还会改变ADC的钳位点，而钳位点是影响某些信号解调电路的重要因素。

 

　　ADC的噪声电平确定了可利用的动态范围，一般情况下应该尽量提高系统的动态范围。ADC噪声中的基准电压噪声成分可以是加法性噪声或乘积性噪声，利用每个ADC的本地旁路电容可以很容易地滤除加法性噪声，这种方式已在大多数设计中用来优化ADC的动态特性。另一方面，乘积性噪声更为隐蔽。对于医疗超声成像系统应用中，音频段中的基准电压噪声会调制射频段的强“静止”信号，这种强“静止”信号由超声目标中的静止组织产生。而音频调制在射频信号上产生的边带均被多普勒探测器解调，在检波后的多普勒输出信号中产生出音频干扰。

 

　　那如何估算医疗超声成像系统应用中所允许的音频噪声？应假定将一个接近满量程(FS)的射频信号施加到一个10位ADC器件上，如MAXl448。该器件的动态范围(接近60dB)预示-60dB FS的噪声基底，将该噪声电平折合到1Hz带宽。对于80MHz的采样速率，奈奎斯特频宽为40MHz。修正因子为 ，这使ADC的噪声基底成为-60dBFS-76dBFS=-136dB FS。故设计要求基准电压噪声至少低出20dB(即为-156dB FS)，这样，一个2.0V的基准电压需低至33nVp_p。

 

　　由此可见，ADC精确度主要受ADC基准电压噪声影响很大，为此在考虑多ADC基准电压设计方案时必须有低频噪声滤波器和抑制高频噪声的措施。

 

　　应该说，多ADC阵列(或大规模的ADC 阵列)所需基准电压的精度可能高于各个ADC(模数转换器)的内部基准(例如，MAXl444-MAX1448的内部基准精度为±1%)。值此介绍的以下两个方案电路是适用于大规模ADC 阵列基准电压的设计。它们都带有一路公用的低频噪声滤波器，并利用各个ADC的本地退耦电容改善高频噪声抑制。

 

多ADC系统的基准电压设计方案

 

单一外部基准电压设计电路

 

 

　　IC3与IC4的MAXl444-MAX1448系列多ADC(模数转换器)系统， 而MAXl444-MAX1448均为超高速（<0.5uS）10位模数转换器，非常适合采用一个公共的基准电压。这些模数转换器(IC3与IC4/31) 的 REFIN基准输入引脚能够直接与外部基准源2.048V连接，无需修改任何电路。而且，REFIN引脚的高输入阻抗(即使在多个REFIN端并联时)仅吸取极小的负载电流。

 

　　精密基准源MAX6062(IC1) 的输出引脚2可提供2.048V直流电平，基准电噪声压密度为 ，其IC1输出经过一个单极点R1 C2低通滤波器(截止频率10Hz)送人一个MAX4250(1C2)这样的运算放大器， 该IC2具有低失调电压(可获得高增益精度)和低噪声电平，值此运放作缓冲器之用，在并在馈人第二级R2 C4的10Hz低通滤波器之前先进行缓冲。缓冲器的低噪声电平经10Hz无源滤波器衰减。经滤波后的噪声密度，其中较高频率的噪声被降低了，能够符合高精度ADC对噪声电平的要求。

 

　　而MAXl444-MAX1448系列多ADC的REFout输出引脚(IC3与IC4/20)典型增益误差为4．4%(优于±0．5dB)。该性能优于医疗超声接收器信号通道中所有其它模块的增益误差。因为所有有源部件由同一电源电压驱动，因此能够保证适当的上电／掉电顺序，并以最少的电路获得出色的增益匹配和非常低的噪声电平，满足大多数采用多路增益匹配ADC系统的要求。

 

产生一个精密的外部基准

 

　　对于要求更严格的增益匹配ADC系统的应用， 采用一个外部基准接驱动ADC的基准电压阶梯抽头。

 

　　它同样非常适合MAXl444-MAX1448器件系列的多ADC(模数转换器)系统。在图2中将这些模数转换器(IC3与IC4/31) 的 REFIN引脚接模拟地，可以禁止各器件的内部基准(MAXl444-MAX1448具有内部基准电压)被掉，从而允许一组外部基准源直接驱动内部基准阶梯。这些外部基准电压源可具有任意的精密度，从而使ADC的增益精度可跟随它们达到典型值为0．1%以内。该系列的ADC阶梯基准连接端具有4kΩ(为接至ADC IC3与IC4/32的REFP引脚上的等效电阻值)，即使在多个ADC并联时也很容易驱动。

 

　　精密基准源MAX6066(IC1)产生2.5V的直流电压并从IC1/2引脚输出经过R1 C2的10Hz低通滤波和R3 R4 R5 R6精密分压器后分别送入送人缓冲器四运算放大器MAX4254 (IC2A IC2B IC2C)，分压器将2.5V的直流电压输出设置为2．0V、1．5V、1．0V。而缓冲器输出电压的精度与分压电阻的容差有关。

 

　　这三个电压2．0V、1．5V、1．0V进入运算放大器IC2A、IC2B、IC2C，该运算放大器作缓冲器之用.由于运算放大器具有较低的噪声和直流偏移，故使IC2A、IC2B、IC2C缓冲器输出电压分别经过R6 C3 R7、 R8 C4 R9、 R10 C5 R11的10Hz低通滤波器之后， 可以滤除基准电压噪声和缓冲放大器的噪声，使噪声电平密度低至 。2．0V和1.0V的基准电压将相关ADC的差分满量程范围设置在2Vp-p。2．0V缓冲器驱动输出ADC1与ADC2的REFP内部阶梯电阻;1．0V缓冲器驱动输出ADC1与ADC2的REFN的内部阶梯电阻;而ADC1与ADC2它们内部阶梯电阻值计算，应为4kΩ除以方案电路中的ADC个数. 例如32个ADC将从这外部基准电压源吸取8mA电流，该8mA电流远未超出四运算放大器MAX4254的容量.

 

　　这种外部基准电压结构的增益精度较高，其精度由ICl的精度等级和分压器的电阻容差确定。该电路每个ADC的增益匹配度为0．1%(典型值)。100Hz频点噪声电平密度低于 ，就能够提供出色的性能指标。与图1相同，所有有源器件采用同一电源供电，上电或掉电时无需考虑供电顺序。运放缓冲器输出匹配度优于0．1%，采用同样的缓冲器和后续低通滤波器能够支持高达32路ADC。而对于需要32路以上匹配ADC的应用，应采用一个公用的电压基准和分压器供给所有模数转换器为佳。图2中C1 C9 C10 C11 C12 C13 C15 C16均为ADC的本地退耦电容改善高频噪声抑制。

 

结论

 

　　对于需要大量ADC模数转换器，而且对通道间匹配度要求较高的系统来说，需要认真对待其基准电压的设计。采用同一高精度、低噪声基准电压源来驱动所有ADC能够获得高精度匹配。MAXl444-MAX1448系列10位ADC提供了灵活的基准电压输人和出色的动态特性，不失为这种应用的首选方案。